精密PCB製造、高頻PCB、高速PCB、標準PCB、多層PCB和PCB組裝。
隨著無線技術的變化，許多可擕式設備中的無線電系統數量持續新增，隨著物聯網和5G應用的興起，這一趨勢仍在增長。 這一趨勢給射頻設計者帶來了挑戰，因為他們需要確保多個無線電系統同時工作的效能，同時還需要將干擾和功率損耗降至最低。
本文從天線的角度解釋了多系統設計中的問題。 設備中天線元件數量的新增是天線演進的主要趨勢，與上述多系統趨勢一致。 然而，天線分集、多輸入多輸出和波束成形技術進一步推動了這一行程。 同時，由於設備的尺寸無法新增，天線密度將新增。 這反過來將導致耦合新增，這是多天線系統設計中的主要挑戰之一。
天線之間的耦合由於天線本質上是諧振結構，囙此靠近的天線之間可能存在耦合。 如果天線之間的距離非常近，並且它們的工作頻率彼此接近，則諧振更强。 與其他物理結構類似，天線通常以其最低頻率或基頻的諧波倍數諧振。 囙此，適用於3GPP頻帶3（1710-1880MHz）的天線和5GHz天線（5170-5835MHz）可以具有三個强諧波諧振。 緊湊型設備中的天線輻射方向圖通常是各向同性的。 儘管天線方向可以用於通過交叉極化進行隔離，但這種方法僅在最簡單的情况下有效。 例如，在最理想的情况下，沿偶極軸輻射為零的偶極模式只能通過其模式特性隔離三個天線。 週邊天線的數量往往超過位於彼此近場的天線數量（圖1），工業設計無法以最佳的電磁定位管道放置天線。 囙此，我們必須處理一定程度的耦合。
射頻前端的濾波器有效地隔離了不同的無線電系統，但仍有多種原因，需要小心處理天線之間的耦合效應。 首先，多輸入多輸出系統在不同類型的天線之間具有相同的頻帶。 其次，諧波頻率下的强耦合可能導致發射機A的互調訊號耦合到接收機B的工作頻帶，濾波器也可能表現出類似於通帶天線的諧波週期性。 第三，濾波器阻帶通常適用於50歐姆的電路環境，並且天線阻抗可以是50歐姆以外的任何值，導致實際通帶與設計值顯著偏離，囙此通常只有當阻帶接近通帶時效能才會更好。 這意味著系統A的濾波器可能會將耦合功率從系統B洩漏到系統A，導致系統A的靈敏度降低和系統B的功率損失。最後，緊湊型天線的輻射效率可能非常差。 換句話說，即使無線電系統被完全濾波，周圍的天線也會消耗很大一部分耦合功率。
為了避免上述問題，我們需要對天線系統提出新穎、全面的分析和優化方法。
為什麼現有的分析方法無法應對？
過去，我們使用了三種不同的天線系統分析方法：
1.基於量測的方法：多埠系統的S參數由多埠向量網絡分析儀（VNA）表徵，每個天線對應的輻射方向圖由位於消聲室內的手動量測裝置量測。
2.通用射頻模擬器可以分析天線系統的電路，但對輻射相關的量和效率沒有影響。
3.天線系統的電磁類比系統使用靈活的虛擬模型來代替手動量測設備，常規的電磁軟件還包含大量的類比數據後處理功能。
以上所有方法都不能正確地處理多天線系統中的相互耦合項。 對於方法1，由於輻射效率取決於每個埠的終端和3D輻射模式的疊加，囙此如何正確計算輻射效率也是一個棘手的問題。 此外，輻射效率數據通常由頻率網格點定義，而不是由S參數定義，這可能會使總效率計算更加複雜。 典型的12天線系統包括132個相互耦合項。 我們需要手動在方程中寫入這麼多耦合項來計算總效率。
同時考慮到與終端相關的耦合損耗和輻射效率，電磁模擬器通常更適合多天線問題，並且可以計算出每個天線的總效率。 顯然，儘管電磁模擬器只支持原生格式的原生項目輻射圖，但不幸的是，輻射圖沒有標準格式。 這意味著在實踐中，每個電磁模擬器都有自己的輻射模式格式，並且模式數據不能在不同的模擬器之間共亯，例如S參數檔案。
但是電磁模擬器也有盲點。 當通過匹配電路、濾波器等到達天線埠終端時，我們需要電路組件及其型號。 射頻模擬器更關注組件庫，在分析整個系統時，實際的組件模型通常同樣重要。 此外，這不僅涉及整體效率，還涉及連接電路不同部分的元件損耗、電壓和電流。 當分析這種類型的效能時，射頻模擬器是强大的，但當分析整體效率時，它們無疑是不令人滿意的。
總之，電磁模擬器適用於從天線到自由空間的輸入，射頻電路模擬器適用於放大器到天線輸入的S矩陣埠的表徵。 有沒有一種分析方法可以將上述兩種方法結合起來？
新方法開發了新的軟件，該軟件結合了電磁和射頻電路模擬器在分析多天線系統狀態方面的優勢，並通過自動電路合成來優化系統性能。
提高天線系統的效能通常通過相對簡單的匹配和去耦電路來實現。 但是，如果您需要確保以上所有因素都得到正確考慮，同時，您必須正確地描述系統性能。
新方法已嵌入Optenni實驗室射頻設計自動化軟體平臺。 經過多年的發展，它已經能够無縫連接多天線系統的電磁和電路問題。 展望電磁場，除了多端口S參數矩陣外，還支持多種行業標準電磁模擬器格式的3D輻射模式。 其主要思想是為“每個問題提供最合適的工具”，囙此平臺在資料登錄和輸出方面盡可能中立。 對於給定結構下的N天線系統，NxNs參數矩陣和N個輻射方向圖（過頻）可以實現線性系統“從天線輸入到自由空間”的完整表徵。
多天線系統的線性度可以通過根據天線輸入端的電壓/電流值對場進行加權和求和來計算。 電路分析不僅考慮了匹配元件、濾波器和天線埠處的不同端子，還涉及到S參數。由矩陣表示的埠之間的功率耦合效應。通過對所有天線方向圖進行加權和疊加，可以使用獲得的總輻射方向圖來準確計算每個天線的輻射效率。 電路類比（電壓、電流）和電磁類比（輻射方向圖）相結合的過程是將兩個場相關聯。
如前所述，任何類比域都不足以單獨使用：電路類比域完全忽略了輻射效率，一些天線在實際情況下的輻射效率可能低至30%或更低。 電磁類比域無法計算每個輻射方向圖的相應加權值，導致輻射效率不準確。 通常更重要的是，電磁類比域忽略了放大器和天線輸入之間的各種電路組件的損耗，並且這種類型的損耗占總損耗的很大比例。
因為這些類比域的組合顯然是有用的，所以分析工具在域之間提供不同程度的集成或協同處理。 然而，與之前的所有解決方案相比，Optenni實驗室有三個完全不同的特點：1）考慮到對電磁類比工具的無知； 2）“從電路的角度”進入自動拓撲合成； 3）從系統角度特別設計天線數量。
為什麼要使用拓撲合成？ 高度耦合的緊湊型多天線問題意味著“一切取決於一切”，換句話說，所有天線都必須一致匹配和優化。 天線A的匹配電路的選擇將影響如何選擇天線B、C、D等的匹配電路。對於多埠問題，可能的匹配拓撲的數量隨著匹配組件的數量和埠的數量呈指數級增長，囙此即使是自動合成，這種簡單粗暴的方法仍然不可取，更不用說手動設置每個拓撲了！ 但我們可以採用一些合理簡化的假設，使問題更容易處理。 這些假設最終決定瞭解决耦合多埠匹配問題的有效性，但必須注意的是，如果拓撲合成方法不能正確地表徵系統性能，那麼該方法大多是無用的。 囙此，分析能力必須先於綜合和優化能力。 從設計平臺開發的角度看，這些能力是獨立的内容，但從用戶的角度來看，這些能力顯然是密切相關的。
合成解決方案天線前部的“黑匣子”是自動合成解決方案的基本形式，用於產生優化的匹配電路。 這些匹配電路的總效率將被優化（考慮元件損耗和天線輻射效率，並且可以獲得各種分解度量，例如失配損耗、總傳輸/RF連結損耗和總效率）。 這些數據也將顯示在功率平衡圖中。 圖2和圖3顯示了當重點放在S11上時常見優化陷阱的結果。 良好的阻抗匹配並不能保證良好的效能。 囙此，優化工具必須能够識別實際的影響變數，這一點很重要。Optenni Lab離散組件庫集成了來自多個供應商產品庫的實際組件模型。 結果，可以精確地計算每個匹配元件的損耗和電壓/電流值。 此外，這種方法可以識別部件的額定值，並在超過額定值時警告設計者，以避免損壞。 為了支持高功率、高頻率的設計，該方法實現了微帶綜合的功能，並自動添加了不連續模型。 同時，它支持混合設計，集成了分立元件和微帶線。 例如，使用直流阻塞電容器，或使用微帶線段代替集總串聯電感器。
匹配電路設計的一個重要部分是PCB佈局。 Optenni實驗室使用一組電磁類比多埠S參數模型來表徵PCB佈局，以支持與任何佈局的集成（圖4）。 簡化的佈局特徵也可以在微帶的幫助下構建。 在這兩種情况下，合成的關鍵部件都是通用電抗器，或電感器（電感器）或電容電抗器（電容器）。 囙此，即使佈局固定為特定形狀，例如Pi型或T型拓撲，仍然需要L和C的2N個維度的替代組合。 Optenni實驗室綜合所有這些結構，並根據效能對清單中的優化電路進行排序。
通常，需要考慮RF鏈中的其他組件，如巴倫、濾波器、傳輸線/電纜和開關。 這樣的射頻部件適合於50歐姆的電路環境，但如前所述，天線阻抗可能明顯偏離50歐姆，囙此每個部件不再處於合適的阻抗環境中。 Optenni實驗室引入了合成模組化組件來匹配射頻鏈上的多個天線介面，以實現設計目標的整體鏈優化功能，例如最大化通帶剩餘部分的總輻射功率和所需的阻帶效能。 圖5顯示了設定示意圖。
相應地，設計重點是匹配分量值的微小變化所引起的靈敏度問題。 有時，看似最優的解決方案在快速檢查過程中看起來不錯，但結果證明是華而不實的，因為組件值的微小變化會降低系統效率。 圖6顯示了一個示例，其中“最優”解決方案的效率由於5%的部件公差而嚴重降低。 相比之下，額定效能排名第3的拓撲顯示出最穩定的響應值。 Optenni Lab根據這種容差靈敏度自動重新排序，與手動分析相比，成本可以大大降低：可以使用數十或數百種替代拓撲。
多天線專用分析和合成功能傳統的多天線設計依賴於輻射元件在所需頻率下實現諧振，天線之間的隔離是通過物理分離實現的，但這受到工業設計因素的限制。 對於緊湊型設備，物理分離可能有局限性，耦合效應可能會帶來巨大挑戰。 此外，對於PCB的最佳設計，能够計算匹配系統的輻射方向圖和輻射效率是很重要的。
當耦合效應較强時，天線A會被激勵，囙此天線B會有感應電流，這會影響天線A的遠場輻射方向圖。這些感應電流取決於天線B的端子。與計算天線元件上的感應分佈電流不同，這種方法消除了天線饋電點上的感應電流，並通過複合遠場的疊加來計算總輻射方向圖。 然後根據總遠場計算輻射效率。
